反激式开关电源设计.xlsVIP

PSR电源的计算： 1.变压器的计算： 目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式， 通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容， 不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。 比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。 下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。 要求条件： 全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。 因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。 磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。 1. EFD15变压器设计  目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。 所以从对变压器作最小漏感设计入手： 已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2, 次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。 通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。 因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm. 为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts. 因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内， 得：(Vout+VF)*n100,即：n100/（5+1）,n16.6, 取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5 取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)100, 即(5+1)*(248/15)=99.2100,成立。 确定NP=248Ts. 假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕，因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀，需至少留1Ts余量（间隙）。 得：初级铜线可用外径为：9.2/(248/3+1)=0.109mm，对应的实际铜线直径为0.089mm，太小（小于0.1mm不易绕制），不可取。 假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分4层来绕， 初级铜线可用外径为：9.2/(248/4+1)=0.146mm，对应的铜线直径为0.126mm，实际可用铜线直径取0.12mm。 IC的VCC电压下限一般为10~12V，考虑到至少留3V余量，取VCC电压为15V左右， 得：NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15/(5+1)*15=37.5Ts,取38Ts. 因PSR采用NV线圈稳压，所以NV的漏感也需控制，仍然按整层设计， 得：NV线径=9.2/(38+1)=0.235mm, 对应的铜线直径为0.215mm，实际可用铜线直径取0.2mm。也可采用0.1mm双线并饶。 到此，各线圈匝数就确定下来了。 下面来确定绕线顺序。 因要工作在DCM模式，且采用无Y设计，DI/DT比较大，变压器磁芯研磨气隙会产生穿透力强杂散磁通导致线圈测试涡流，影响EMC噪音，所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直径的铜线绕满一层作为屏蔽，且引出端接NV的地线。 绕完屏蔽后，保TAPE1层； 再绕初级，按以上计算的分4层绕制，完成后包TAPE 1层； 为减小初次级间的分布电容对EMC的影响，再用0.1mm的线绕一层屏蔽，包TAPE 1层； 再绕次级，包TAPE 1层； 再绕反馈，包TAPE 2层。 可能有人会说：怎么没有计算电感量？ 因前面说了，CORE的B/H不确定，所以得先从确定饱和AL值下手。 把变压器CORE中柱研磨一点，然后装上以上方式绕好的线圈装机，并用示波器检测Rsenes上的波形，见下图中R5. 输入AC90V/50Hz，慢慢加载，观察CORE有没有饱和，如果有饱和迹象，拆下再研磨……直到负载到1.1~1.2A刚好出现一点饱和迹象，（此波形需把波形放大到满屏观察最佳） OK,拆下变压器测量电感量，此时所测得的电感量作为最大值依据，再根据厂商制造能力适当留+3%~+5%的误差范围和余量，如：测量为2mH,则取2-2*0.05=1.9mH,误差为+/-0.1mH. 现在再来验证以上参数变压器BOBBIN的绕线空间。 已知：E1和E2铜线直径为0.1mm,实际外径为0.12mm;           NP铜线直径为0.12mm,实际外径为0.1