IGBT功率管RCD缓冲补偿设计实例分析.pdfVIP

IGBT功率管RCD缓冲补偿设计实例分析

摘要：RCD组合在反激拓扑中最为常见，是用来吸收漏感的尖峰能量，以限制功率管

D(C)极的反压不致过高。当然在单端正激拓扑中也有采用，如RCD复位等，但其工作机理

及作用与反激中的RCD即类似又有所不相同。而本文讨论的RCD组合，是用于双管正激

拓扑中的，用来限制关断时的du/dt，从而降低IGBT的关断损耗与发热，以提高IGBT功率

管的工作可靠性，并明显降低了整机的EMI。

关键词：IGBT关断损耗可靠性限制du/dt效率兼顾

在大功率双管正激拓扑中，为了抑制变压器漏感储能与励磁复位时的高速du/dt尖峰能

量对开关管的冲击，降低IGBT功率开关管关断拖尾时的di/dt的损耗与发热，提高功率开

关管的工作可靠性，采用RCD缓冲补偿来限制主变压器两端的变化速率，是一种常用且有

效的方法手段。

但如何合理选取RCD的参数，则关系到缓冲电路所起的作用大小与整机的效率问题。

首先，我们要搞清楚RCD组合在IGBT功率管的导通期（Ton）与关断期(Toff)时，每

个原器件所起的作用不同，根据图1所示，假设开关管由导通变为截止关断，则在关断瞬间，

由于变压器的励磁复位及漏感储能的释放，变压器AB两端电压将由原来的A高（近似VE）

B低（近似地电位）突变为A低（-0.7V）B高（VE+0.7V），假如Uc1（C1两端电压）初

始状态为0V，则在关断瞬间，由于此时的D1正向导通，Uc1将被充电至VE值(D1与D4

正好抵消)；同理，Uc2也将从0V（假定值）被充电至VE值，由于C1、C2的存在，A、B

两端的电压变化速率将明显变缓。而C1、C2的容量取值不同，Uc1、Uc2被充电至VE值

的时间也就不同，对于C1、C2容量的合理选取，就是后面接下去要讨论的。

当经过Toff后，变压器已磁复位，Q1、Q2进入再次导通期，此时C1、C2存储的电荷

将通过R1、R2及Q1、Q2释放，为确保Uc1、Uc2能在Ton内下降至足够低的电压值，R1、

R2的阻值大小就必需依据于C1、C2的容量大小及IGBT的导通时间Ton来决定。

用简化的图2来说明问题，R、C及Ton之间的关系必需满足：Uc=VE*e-（Ton/RC）其

中对R、C的取值原则要求是：3RC~4RC（3~4倍的RC时间常数）必需满足小于等于Ton，

以保证在IGBT的导通时间Ton里Uc能放电至足够低的电压值。如电路中的R取值过大，

则在IGBT导通周期Ton内，Uc不能通过R被放电至足够低的电压值，即C上的残余电压

值过高时，就会影响到下一个IGBT关断时对du/dt的限制作用。换言之，R的取值依据是

在Ton时间内，保证Uc能下降到足够低的电压值。

再回到C的容量取值上。前面说过，加RCD缓冲补偿是减少IGBT的关断拖尾损耗，

并提高其工作可靠性，而RC的乘积已被开关频率Fosc=1/（Ton+Toff）所制约而固定，此

时C的合理选取就十分关键了，C较大时，对抑制du/dt与降低IGBT关断损耗有利，但由

于从主变压器上转加到C上的电荷能量较多，为了能在导通时间Ton内使C的电压被放电

至足够低的值，R的取值必需足够小，这样最终就会有较多的能量被消耗在R及IGBT之上，

降低了整体效率，而R的功耗与温升又成了问题。如C取值过小，则IGBT关断时主变励

磁与漏感能量引起的du/dt又得不到有效抑制，当然就达不到预期的效果了。

所以对于C的合理取值，必需以du/dt限制作用与效率相兼顾，可采取实测波形比较法

来决定C的容量取值大小。相比于采用主变压器Lm、Lk、Ipk来估算C的取值大小，更具

合理性，也更为直观与容易掌握。

结合开关频率为45KHz的3KWIGBT双管正激电源的设计实例，方法为：先测出最大

输出功率时，无RCD缓冲补偿时的主变A端对地电压波形，见图3蓝线波形（红线为副边

绕组电压波形），展开的波形图见图4，可以发现IGBT的关断延时从