反激电源设计.docVIP

1、概述：本文提供了实用的离线式单端反端开关电源的设计指导原则。应用常规的方法，开关电源的设计是一个非常复杂耗时的工作，工程师必须面对大量的公式及变量并不得不进行许多折衷及重复性的计算。本文所用的渐进式的设计方法使开关电源的设计变得简单容易。本文所讲方法经过了典型电源变换器的实验验证。

图1是一个离线式单端反激变换器的典型应用线路。本文就依此线路作为设计参考线路。本文所讲的渐进式单端反激开关电源的设计方法中，包括以下几个方面的设计，变压器和输出整流滤波电路及元器件的选取等。由于这里所讲的设计方法具有广泛的通用性，它也可以应用在其他类型电源地设计应用中。

2、电源的渐进式设计步骤

本文将以图1所示线路作为参考。设计流程的详细步骤如下：

步骤1：定义系统参数

电网电压范围（Vlinemin及Vlinemax）

电网频率（fL）

最大输出功率（P0）

估计的效率（Eff）：要计算电源的最大输入功率，估算电源的效率是十分必要的。一般地，当输出电压较低时（如Vo=5V或Vo=3.3V，取Eff=0.7--0.75，当输出电压较高时取Eff=0.8--0.85）

根据估算的效率，我们可以计算电源的最大输出功率：

Pin= （1）

对于多路输出的电源，每路输出的负载分配比定义为：

KL（n）= （2）

式中P0（n）是第n路输出的最大输出功率。对于单路输出的开关电源Kl（1）=1

步骤2：确定直流回路滤波电容CDC及直流回路电压范围

当电源的交流输入电压为通用型电网电压（85V--265Vac）时，一般地讲，直流回路电容CDC的选取原则为每瓦输出功率取2—3uF，即2--3uf/W，当电源交流输入电压为高电网电压（即195--265Vac，典型的欧洲电网电压）时，CDC一般选取为1uf/w，确定了直流回路电容CDC后，就可以得到最小直流回路电压。

VDcmin= （3）

式中Dch是直流滤波电容CDC的充电时间占空比，如图3所示，Dch的典型值约为0.2。

最大直流回路电压VDCmax由下式可得:

VDCmax=·Vlinemax (4)

步骤3：确定最大占空比（Dmax）

单端反激式变换器有两种工作模式：连续电流模式（CCM）及非连续电流模式（DCM），CCM和DCM各有优缺点，总得来说，DCM为输出整流二极管提供了较好的开关条件，，因为输出二极管在反偏截止前，其上的工作电流已降为零，采用DCM时，变压器中的平均储能相对CCM时要少，所以变压器的体积也可以相对小一些。尽管如此，DCM不可避免地引起变压器初级有较大的电流峰值和有效值，造成Mosfet的导通损耗增加，同时使输出滤波电容的纹波电流加大。因此，当输出电压高或输出电流较小时一般推荐采用DCM，反之，低压大电流时一般采用CCM。

对于一个连续电流模式的反激式变换器，其设计过程相对比较简单，因为它的输入—输出电压增益只与占空比有关，相反，一个工作于非连续电流模式（DCM）的反激变换器，其输入—输出电压增益不仅与占空比有关，而且与负载电流大小有关，这使得电路的设计变地相对复杂化。然而，当变换器工作在最低输入电压及最大负载时，将其工作模式设定在DCM和CCM的临界状态是可以接受的，如图4所示，这样可以减小Mosfet的导通损耗。所以当反激变换器工作在最大负载及最低输入电压时，我们就可以应用CCM反激变换器的电压增益公式来设计电源。

当Mosfet关断时，Mosfet上承受的电压是初级直流输入电压VDC与次级输出电压反射到初级的电压VRO的和，如图5所示。

确定了Dmax，VRO后，Mosfet的最大正常工作电压Vdsnom可由下式得到

VRO=·VDCmin （5）

Vdsnom=VDCmax+VRO （6）

其中，VDCmin和VDCmax分别可由式（3）和式（4）得到,VDCnom为Mosfet的最大正常工作电压。

由式（5）和式（6）可以看出，减小Dmax可以减小Mosfet上承受的电压，但是，这样做的同时却增加了次级侧整流二极管上的反压，因此，如果Mosfet上的反压相对其额定耐压有足够的余量，应尽可能地使Dmax足够大。考虑到由于变压器的漏感所引起的电压尖峰，Dmax的取值应该使VDCnom达到Mosfet额定耐压的65%--70%。在一个交流输入为通用型电网电压（85--265Vac）的应用中，如果Mosfet的额定耐压为650V，Dmax的典型取值应为0.4--0.5。因为电流模式控制的反激变换器工作在CCM时，如果占空比超过50%会引起系统工作的不稳定，所以CCM工作时，Dmax取值应小于0.5。

步骤4：确定变压器初级绕组的电感量Lm

随负载